用于去除电源转换器中的输入电压依赖性的系统和方法与流程
用于去除电源转换器中的输入电压依赖性的系统和方法
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求于2020年5月14日提交的美国临时专利申请序列号63/025,120以及2021年4月29日提交的美国非临时专利申请序列号17/244,882的优先权，其各自的内容以引用方式整体并入本文。
背景技术：
3.本发明涉及电信，并且更具体地涉及用于生成供电电压以支持一个或多个用户线路的电源转换器。
4.在电信系统中，使用双线双向通信信道在用户站和中央切换办公室之间发射信号。线路卡通常将用户站连接到中央切换办公室，其中线路卡通常包括至少一个用户线路接口电路(slic)和用户线路音频处理电路(slac)。
5.slic在电话中央办公室中的低压信号路径和高压电话用户线路之间提供界面。slic通常提供诸如脱钩检测、振铃信号生成和用户线路的电池反馈的功能。为了提供此功能，通过电源转换器向slic提供低负供电电压和高负供电电压。低负供电电压通常在用户线路的脱钩操作期间提供，并且高负供电电压通常在挂钩操作期间使用。挂钩是指当用户线路闲置并等待指示人想要进行连接的信号时，并且脱钩是指当用户线路激活并且用户尝试完成连接或利用连接时。系统电压在传统上是负的，以防止电迁移侵蚀安装的铜布线。
6.电源转换器在本领域中是已知的，以在降压-升压电路拓扑中利用脉冲宽度调制的切换电路从输入电压生成低负供电电压和高负供电电压。然而，在本领域中已知的电源转换器中，高负供电电压的量值取决于低负供电电压的量值和输入电压的量值两者。输入电压量值对高负供电电压量值的贡献通常使得输入电压量值的增加导致提供给slic的高负供电电压的量值的增加。输入电压量值的贡献可以足以将高负供电电压的量值增加到需要更高额定电压组件的水平，这常常更昂贵，从而增加了电源转换器的成本。另外，更高的负供电电压量值增加了系统的组件上的应力。
7.因此，在本领域中需要用于控制由电源转换器生成的高负供电电压的量值的系统和方法，所述电源转换器包括用于用户线路电信系统中的降压-升压拓扑。
技术实现要素：
8.在各种实施方案中，本发明提供了一种用于从输入电压生成低供电电压和高供电电压的系统和方法，其中所述高供电电压量值对所述输入电压量值的依赖性被去除，并且所得的高供电电压量值是所述低供电电压量值的倍数。低供电电压和高供电电压可以由包括多个用户线路接口电路(slic)的通信系统的电源转换器提供，并且低供电电压量值和高供电电压量值可为负的。
9.在一个实施方案中，本发明提供了一种电源转换器，该电源转换器包括切换电路，以基于调制控制信号来选择性地向切换节点提供输入电压，以在电源转换器的第一输出节点处生成低供电电压。所述电源转换器另外包括：输入电压抵消电路，所述输入电压抵消电
路耦合到所述切换节点，所述输入电压抵消电路可操作以通过所述切换电路抵消掉选择性地提供给所述切换节点的输入电压，使得所述切换节点摆动的量与所述输入电压的振幅无关；以及升压电路，所述升压电路耦合到所述切换节点和所述切换电路，所述升压电路可操作以在所述电源转换器的第二输出节点处生成高供电电压，其中所述高供电电压具有为由切换电路生成的低供电电压的量值的倍数的量值。
10.在另外的实施方案中，本发明提供了一种系统，所述系统包括多个用户线路接口电路(slic)，每个slic可操作以通过多个用户线路中的一个用户线路与用户通信。所述系统还包括至少一个用户线路音频处理电路(slac)和脉冲宽度调制(pwm)控制器，所述至少一个用户线路音频处理电路耦合到所述多个slic中的每个slic，每个slac可操作以基于从所述多个slic中的一个或多个slic接收的操作条件来生成参考电压，所述脉冲宽度调制控制器可操作以从所述slac接收所述参考电压并且基于所述参考电压来生成调制控制信号。所述系统还包括：电源转换器，所述电源转换器可操作以接收所述调制控制信号和输入电压并且生成低供电电压和高供电电压，其中所述电压转换器包括切换电路，所述切换电路基于所述调制控制信号来选择性地向切换节点提供所述输入电压，以在所述电源转换器的第一输出节点处生成低供电电压；输入电压抵消电路，所述输入电压抵消电路耦合到所述切换节点，所述输入电压抵消电路可操作以通过所述切换电路抵消掉选择性地提供给所述切换节点的输入电压，使得所述切换节点摆动的量与所述输入电压的振幅无关；以及升压电路，所述升压电路耦合到所述切换节点和所述切换电路，所述升压电路可操作以在所述电源转换器的第二输出节点处生成高供电电压，其中所述高供电电压的量值是由切换电路生成的低供电电压的量值的倍数。
11.在另一个实施方案中，本发明提供了一种方法，该方法包括通过基于调制控制信号来选择性地向切换节点提供输入电压，由切换电路在电源转换器的第一输出节点处生成低供电电压。所述方法还包括通过输入电压抵消电路抵消掉通过所述切换电路选择性地提供给所述切换节点的所述输入电压，使得所述切换节点摆动的量与所述输入电压的振幅无关，以及通过升压电路在电源转换器的第二输出节点处生成高供电电压，其中所述高供电电压的量值是由所述切换电路生成的所述低供电电压的量值的倍数。在具体实施方案中，将低供电电压和高供电电压提供给一个或多个用户线路接口电路(slic)。
12.因此，本发明提供了一种用于从输入电压生成低供电电压和高供电电压的改进的系统和方法，其中去除所述高供电电压上的所述输入电压的所述量值的影响并且所述高供电电压的量值基本上是所述低供电电压的量值的倍数。
附图说明
13.下面将参考实施方案和附图更详细地解释本发明，附图中示出：
14.图1是根据本发明的实施方案的示出包括多个用户线路接口电路(slic)和电源转换器以向slic提供供电电压的通信系统的框图。
15.图2a是示出电源转换器的第一示例性电路拓扑的示意图。
16.图2b是示出电源转换器的第二示例性电路拓扑的示意图。
17.图3是示出图2a中所示的电源转换器内的各种节点的信号图的图。
18.图4是示出电源转换器的第三示例性电路拓扑的示意图。
19.图5是示出用于生成供电电压的方法的流程图。
20.图6是示出用于生成图5的供电电压的方法的更详细流程图。
具体实施方式
21.本领域普通技术人员将认识到，以下描述仅是例示性的而非以任何方式进行限制。本领域技术人员将易于想到其它实施方案。
22.在各种实施方案中，本发明提供了一种用于防止电压转换器的输入电压的量值变化导致由电压转换器的升压电路生成的高供电电压的量值变化的系统和方法。具体地，电压转换器生成高供电电压和供电输出电压两者，所述高供电电压和供电输出电压被提供给用户线路电信系统中的一个或多个slic。
23.图1是包括用户线路音频处理电路(slac)125、两个用户线路接口电路(slic)115、120和稳压器107的通信系统100的简化框图。稳压器107包括电源转换器105和脉冲宽度调制(pwm)控制器110。稳压器107生成高供电电压(vbh)140和低供电电压(vbl)145，以用于slic115、120支持分别通过用户线路165、180与用户电话设备166、181进行通信。具体地，第一用户线路165包括tip 1信号155、在tip 1信号155上耦合的ring 1信号和第一用户电话设备166，并且ring 1信号160和第二用户线路180包括在tip 2信号170和ring 2信号175上耦合的tip 2信号170、ring 2信号175和第二用户电话设备181。pwm控制器110利用来自电源转换器105的反馈(fb)150和来自slac 125的参考电压(vref)185来生成调制控制信号(pwm out)135以控制电源转换器105的操作。虽然图1中仅示出了两个slic 115、120，但这并不旨在为限制性的并且附加的slic和相关联的用户线路处于本发明的范围内。
24.slic装置115、120和slac装置125的一般操作和配置是本领域中普通技术人员所熟知的。因此，本文仅提供高水平描述。slic 115、120分别从电话中央办公室向用户线路165、180提供电力。具体地，第一slic115提供用于使用tip 1信号155与第一用户线路165通信的电接口，并且ring 1信号160和第二slic 120提供用于使用tip 2信号170和ring 2信号175与第二用户线路180通信的电接口。通常，dc电压被提供给slic 115、120以向slic 115、120和用户线路165、180供电。例如，通常将低供电电压(vbl)145和高供电电压(vbh)140提供给slic115、120。vbl 145通常在用户线路的脱钩条件期间使用以支持呼叫，并且vbh 140通常在用户线路的挂钩条件期间使用以支持用户线路处的振铃。应理解，当用于用户线路系统中时，vbh 140和vbl 145通常是负电压，然而为了简化，在整个详细描述中将认为术语“负”和/或负符号的存在或不存在是等同的。
25.slac 125提供更高水平的功能，包括音频信号转换和处理、阻抗匹配、呼叫控制信号生成和检测以及电压控制。slac 125配置具有期望电压电平的pwm控制器110，即vref 185，以建立由电源转换器105生成的低供电电压vbl 145。高供电电压vbh 140由电源转换器基于vbl 145生成。因为vbh 140是基于vbl 145生成的，因此通常通过改变vref 185的量值来无限制地改变vref 185影响电压电平，即vbl 145和vbh 140两者的量值。slac 125响应于slic 115、120的操作状态而调整vref185。slic 115、120的操作状态通过slac 125与slic 115、120之间的相应通信线路195、190来提供。
26.电源转换器105可以基于降压-升压拓扑，其中切换电路与电压倍增器电路组合，以从输入电压(vin)130和由pwm控制器110提供的调制控制信号(pwm out)135生成vbl 145
和vbh 140两者。在具体实施方案中，电源转换器105的电压倍增器电路可以是电压三倍频升压电路。采用电压三倍频升压电路，电源转换器105生成vbl 145，所述vbl 145具有基于vin 130的量值和调制控制信号(pwm out)135的量值，并且生成vbh 140，所述vbh 140具有标称为vbl 145的量值的三倍的量值。
27.在示例性实施方案中，假设电源转换器105包括电压三倍频升压电路拓扑，在系统100的操作期间，slac 125可以设定vref 185的值以从电源转换器105生成vbl 145，其中当slic 115、120处于闲置状态(挂钩)时，vbl 145具有大约-25v的电压电平，即具有25v的量值。该-25v的vbl 145电压电平对应于大约-75v的vbh 140电压电平，即大约75v的量值。该vbh 140电压电平还足以支持具有足够净空的-48v的挂钩末端/环电压发射呼叫者id信号。如果用户线路165、180脱离钩，其相关联的slic 115、120将其电压源从vbh 140切换到vbl 145以最小化电力耗散。当slic 115、120中的一个slic处于振铃状态时，vbh 140的量值需要更高以支持所需的峰值振铃电压，所述峰值振铃电压为大约-70v至-80vpk。因此，slac 125使vref 185增加至pwm控制器110以对应于大约-30v的vbl 145的电压电平，从而导致vbh 140电压电平增加至大约-90v。vbh 140的更高量值提供足够的净空以支持清洁的正弦振铃波形。另外，如果闲置，其它非振铃用户线路将使用vbh 140以维持挂钩电压。如果非振铃用户线路变为激活的(脱钩)，则其将使用vbl 145来向脱钩用户线路提供循环电流。当振铃线路不再处于振铃状态时，slac 125将vbl145电压电平调整回-25v以减少电力消耗。动态地调整vbl 145和vbh140的电压电平，使得在任何支持的slic 115、120处于振铃状态的情况下，vbl 145和vbh 140的电压电平增加，并且当支持的slic 115、120均不处于振铃状态时，vbl 145和vbh 140的电压电平降低到标称电平。
28.图2a是示出电源转换器105的第一示例性电路拓扑的电路图。电源转换器105包括用于在电源转换器105的第一输出节点260处提供vbl 145的切换电路200和用于在电源转换器105的第二输出节点250处提供vbh140的升压电路205。电源转换器105另外包括输入电压抵消电路224。在具体实施方案中，vbl 145和vbh 140可以是被提供给图1的slic 115、120的负电压。
29.电源转换器105的切换电路200基于调制控制信号(pwm out)135选择性地向切换节点275提供vin 130以生成vbl 145。在具体实施方案中，电源转换器105的切换电路200包括通过电阻元件214耦合在切换节点275与接地节点220之间的储能元件212。切换电路200还包括耦合在vin 130与储能元件212之间的切换元件210。第一电容器222耦合在切换电路200的第一输出节点260与接地节点220之间，并且第一二极管225耦合在输入电压抵消电路224与电源转换器205的第一输出节点260之间。
30.在具体实施方案中，切换电路200的储能元件212可以是电感器。切换元件210可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，并且具体地是具有从pwm控制器110(未示出)耦合到调制控制信号(pwm out)135的栅极端子的p信道mosfet、耦合到vin 130的源极端子和耦合到切换节点275的漏极端子以及储能元件212的第一端子。
31.电源转换器105的输入电压抵消电路224耦合到切换节点275并且可操作以响应于调制控制信号(pwm out)135的状态而抵消掉通过切换电路200选择性地向切换节点275提供的输入电压130。输入电压抵消电路224包括第二电容器228和第二二极管226。第二电容器228的第一端子耦合到切换节点275，并且第二二极管226耦合以以正向偏置在第二电容
器228的第二端子与接地节点220之间传导电流。
32.电源转换器105的升压电路205耦合到切换节点275和切换电路200。升压电路205可操作以在电源转换器105的第二输出节点250处生成高供电电压vbh 140。在具体实施方案中，升压电路205包括两个或更多个升压级284、286，所述两个或更多个升压级各自包括耦合在切换节点275与相应电荷泵节点之间的相应泵电容器、耦合以以正向偏置从相应电荷泵节点向电源转换器205的第一输出节点260传导电流的相应电荷态二极管、耦合以以正向偏置从相应中间节点向相应电荷泵节点传导电流的相应放电态二极管、以及耦合在相应中间节点与第一输出节点260之间的相应升压电容器。在图2a的具体实施方案中，升压电路205是包括第一升压级284和第二升压级286的电压三倍频升压电路。在该具体实施方案中，第一升压级284包括耦合在切换节点275与第一电荷泵节点280之间的第一泵电容器230、耦合以以正向偏置从第一电荷泵节点280向第一输出节点260传导电流的第三二极管232(电荷态二极管)、耦合以以正向偏置从第一中间节点290向第一电荷泵节点280传导电流的第四二极管234(放电态二极管)以及耦合在第一中间节点290与第一输出节点260之间的第一升压电容器236。
33.在该具体实施方案中，第二升压级286包括耦合在切换节点275与第二电荷泵节点282之间的第二泵电容器240、耦合以以正向偏置从第二电荷泵节点282向第一中间节点290传导电流的第五二极管242(电荷态二极管)、耦合以以正向偏置从第二中间节点292向第二电荷泵节点282传导电流的第六二极管244(放电态二极管)以及耦合在第二中间节点292与第一中间节点290之间的第二升压电容器246。第二中间节点292耦合到第二输出节点250并且提供高供电电压vbh 140。在第二升压级286的操作中，当第二升压级286的第五二极管242正向偏置时，其将电流传导到第一中间节点290。然后，该电流流入第一升压级284的第一升压电容器236中，并且然后流到切换电路200的第一输出节点260处的第一电容器222上。
34.一般来讲，升压电路205的每个升压级耦合到其下方的下一个。对于每个升压级284、286，当相应二极管232、242正向偏置时，电流流入相应升压电容器236、222的下一个下级中。因此，每个升压级承载来自高于其的所有升压级的电流总和，并且因此，第一电容器222必须处理来自上升压级的所有电流的总和。
35.虽然图2a中示出了电压三倍频升压电路，但这并不旨在是限制性的，并且包括至少一个升压级的其它升压电路在本发明的范围内。
36.为了生成vbl 145和vbh 140，电源转换器105的切换电路200在充电循环期间从输入电压130对储能元件212进行充电，并且在放电循环期间使储能元件212放电。充电循环和放电循环由来自pwm控制器110的调制控制信号(pwm out)135来限定，并且pwm控制器110设定调制控制信号(pwm out)135的占空比，以基于反馈(fb)150来控制vbl145的量值，所述反馈可以是承载vbl 145的电压电平的电子信号或承载反映vbl 145的电压电平的信息的信号。在放电循环期间，存储在储能元件212中的能量通过第一二极管225传递到第一电容器222，以在电源转换器105的第一输出节点260处生成vbl 145。具体地，在切换元件210关闭之前，电流流过切换元件210并流过储能元件212到接地节点220。当切换元件210关闭时，因为储能元件212中的电流不能瞬时改变，但是电压可以，所以储能元件212的极性反转。作为响应，切换节点275相对于接地节点220变为负，并且二极管225变为正向偏置，因为电容器
228上的电压等于vin，减少了二极管226上的压降，从而允许储存在储能元件212中的能量传递到第一电容器222。电容器228上的偏置通过输入电压抵消电路224提供输入电压vin 130的抵消。切换电路200的切换频率使得电容器228上的偏置不具有足够的时间来放电。因此，电容器228上的偏置似乎基本上恒定。
37.升压电路205的泵电容器230、240中的每个泵电容器的第一端子耦合到切换节点275。泵电容器230、240分别通过二极管232、242分别耦合到升压电容器236、246，所述升压电容器236、246串联耦合，用于在电源转换器105的第二输出节点250处生成vbh 140。
38.一般来讲，图2a的电路示出了结合单开关反转降压-升压拓扑的电源转换器105，所述单开关反转降压-升压拓扑用于将正输入电压vin 130转换为低负供电电压vbl 145和高负供电电压vbh 140。该示例性实施方案中的升压电路205是三倍频配置，其被设计成生成具有vbl 145的量值的大约三倍的量值的高供电电压vbh 140。例如，图2a的电源转换器105可以将12v的vin 130转换为大约-30v的vbl 145和大约-90v vbh的vbh140。虽然图2a中示出了三倍频配置，但是任何数目的倍增器级都在本发明的范围内。另外，可以从电源转换器105的倍增器级访问不同倍数的vbl 145的任何数目的高负供电电压。
39.vbl 145的量值通过pwm控制器110通过对第一输出节点260处的vbl 145的量值进行采样来调节以生成反馈(fb)150，如上文所指示，所述反馈可以是电子信号。pwm控制器110建立切换元件210的占空比，包括充电循环(切换元件210的开启时间)和放电循环(切换元件210的关闭时间)。在一些实施方案中，pwm控制器110可利用固定频率可变脉冲宽度信号，其中调制控制信号(pwm out)135用于控制切换元件210的开启时间以影响储能元件212被充多少电。增加开启时间，即充电时间，增加了从vbl 145递送的电力，并且降低开启时间，即充电时间，减少了从vbl 145递送的电力。因此，pwm控制器110根据vbl 145上的负载设定占空比。pwm控制器110通过反馈(fb)150监测vbl 145的电压电平，并且调整调制控制信号(pwm out)135的占空比以维持适当的电压电平。
40.虽然图2a描述了监测vbl 145以维持适当的电压电平，但这并不意味着以任何方式限制，并且在另一个实施方案中，可以监测vbh 140，如图2b中所示。如图2b中所示的电源转换器105的第二示例性电路拓扑中所示出，pwm控制器110通过反馈(fb)150监测vbh 140的电压电平，并且调整调制控制信号(pwm out)135的占空比以维持适当的电压电平。是否监测vbl 145(如图2a中所示)或vbh 140(如图2b中所示)的确定取决于两个电压中的哪个电压需要被更好地调节。因为vbh 140仅通过升压电路105的电荷泵耦合到vbl 145，因此vbh 140上的重负载将导致vbh 140上的更大电压变化，但是vbl 145不会受到重负载的影响。在一些实施方案中，vbl 145需要被良好调节，并且电压变化可在vbh 140上被容许，然而，在其它实施方案中，vbh 140需要被良好调节并且电压变化可在vbl 145上被容许。当输出vbl 145需要被良好调节时，监测vbl145并用于维持适当的电压电平，如图2a中所示。另选地，当vbh 140需要被很好地调节时，监测vbh 140并用于维持适当的电压电平，如图2b中所示。
41.虽然vbh 140的量值大约是vbl 145的倍数，但在没有本发明的输入电压抵消电路224的情况下，vin 130的量值也对vbh 140的电压电平有贡献。具体地，将多个升压级结合到逆变器降压-升压拓扑中损害了电源转换器105准确地控制vbh 140的电压电平的能力，因为添加多个升压电路得到的输出电压是vbl 145的量值的倍数，加上vin 130的量值的倍
数，其中所述倍数由升压级的数目来确定。例如，在图2a中，忽略输入电压抵消电路224的操作，vbh 140的量值等于3xvbl加上2xvin。如果目标是尽可能生成具有最高量值的vbh 140，则此类升压配置是可接受的。然而，这也意味着vin 130的量值的任何变化将对vbh 140的量值具有两倍的影响。例如，如果vbl是-25v且vin 130是+12v，则vbh 140的量值将是-99v(vbh＝3xvbl+2xvin)，并且如果vin 130上升到15v，即3伏的变化，则vbh 140的量值将是-105v，即，6伏的量值变化。
42.虽然在示出的实施方案中，忽略输入电压抵消电路224、vbh＝3xvbl+2xvin的操作，但是应理解，vin的乘数由升压电路205的升压级的数目来确定。在三倍频升压电路的示例中，vin的乘数是“2”。然而，在双倍频升压电路的情况下，vin的乘数将为“1”。一般来讲，用于确定vbh的vin的乘数等于“n-1”，其中n是升压电路205的升压级的数目。
43.vin 130的量值对vbh 140的量值有贡献，因为在储能元件212的充电循环期间，切换元件210被开启并且切换节点275处的电压对应于vin130(例如，12v)。当切换元件210被开启并且切换节点275处的电压摆动到vin(其为正)时，第一电荷泵节点280处的电压电平将比vbl 145更为正。升压电路205的第一电荷泵节点280处的电压电平标称地对应于vbl 145，加上第三二极管232的正向二极管降，并且升压电路205的第二电荷泵节点282处的电压标称地对应于2xvbl 145，减少了第三二极管232和第五二极管242的正向二极管降。第四二极管234和第六二极管244被反向偏置，从而防止电流分别流动到升压电容器236、246。因为切换节点275处的电压是vin 130并且第一电荷泵节点280处的电压是vbl 145，因此泵电容器230上的电压大约等于vbl 145的量值加上vin 130的量值(忽略二极管降)。因此，虽然储能元件212是充电的，但是第三二极管232允许第一泵电容器230被充电到至多大约量值、vbl+vin的总和，其中第四二极管234被反向偏置。类似地，虽然储能元件212是充电的，但是第五二极管242允许泵电容器240被充电到至多大约量值、2*(vbl+vin)的总和，其中第六二极管244被反向偏置。然而，由于组件成本增加，由2*vin 130贡献给vbh 140的附加电压可能是不期望的，因为对额定更高电压的组件通常更昂贵，并且将因此增加电源转换器105的总体成本。另外，减小vbh 140的量值还将减小系统的其它组件上的应力。另外，期望减少并且优选地消除vbh 140基于vin 130的变化的变化。
44.在本实施方案中，通过实施输入电压抵消电路224来去除vin 130对vbh 140的贡献。输入电压抵消电路224的第二电容器228和接地的第二二极管226耦合到切换电路200。输入电压抵消电路224的添加去除了vbh 140对vin 130的依赖性，并且vbh 140简单地变成3xvbl 145。输入电压抵消电路224在储能元件212的放电循环期间在切换节点275处有效地抵消掉vin 130。通过在放电循环期间在切换节点275处抵消掉vin，使得在放电循环期间，切换节点275从+vin切换至vbl+vin(即，至高于负电压vbl的vin)，第一中间节点290将被充电至2*vbl，并且第二中间节点292将被充电至3*vbl。存储于泵电容器230、240中的每个泵电容器上的电荷(即，电压)附加地对放电循环期间的vbh 140的生成有贡献。因此，通过将输入电压抵消电路224实施到电源转换器105中，vin130的电压电平不对vbh 140的量值有贡献。如贯穿本文件所使用，短语抵消掉意味着有效地去除vbh 140的量值对vin 130的量值的依赖性。
45.减小vbh 140的量值还减少了切换元件210的漏极-源极电压。虽然传统的降压-升压电路需要切换元件210被额定为vin-vbl，但是输入电压抵消电路224仅将要求减少到vbl
的量值。使用先前的示例，如果切换元件210是mosfet并且如果vbl是-25v并且vin是12v，则mosfet的漏极-源将为37v。37v的漏极-源极(v
dss
)额定值将需要在额定为最小50vv
dss
的切换电路200中使用mosfet来处理振铃，并且更有可能为更常见的60v v
dss
。在包括本发明的输入电压抵消电路224的情况下，mosfet额定值减小到足以处理振铃的40v。与额定超过100v的常规电路和系统相比，将组件额定值保持在100v下导致显著减少成本。另外，还通过结合输入电压抵消电路224来减少系统中的其它电容器和二极管上的电压应力。
46.图3示出了电源转换器105在提供低供电电压vbl 145和高供电电压vbh 140中的操作。图3示出了来自pwm控制器110的调制控制信号(pwm out)135、切换元件210处的电流和储能元件212处的电流。另外，示出了切换电路200的切换节点275处的电压和升压电路205的充电节点280、282处的电压。
47.调制控制信号(pwm out)135调制输入电压vin 130到储能元件212的应用。在该实施方案中，mosfet 210是p信道mosfet，并且因此，开关开启，并且当调制输出信号(pwm out)135为低305、310时，启动储能元件212的充电循环。当pwm out 135是低305、310时，通过mosfet 210的电流是通过储能元件212、第二电容器228和第一电容器222的电流的总和。mosfet 210开启时的前导电流尖峰320、325是由于在电容器222、228中流动的电流。mosfet 210电流波形315的后一部分330、335是电容器222、228电流已停止流动之后的储能元件212电流。调制输出信号(pwm out)135的矩形脉冲305、310调制vin 130到储能元件212的应用，从而在储能元件212处得到三角形电流波形340。
48.在操作中，在储能元件212的充电循环期间，调制控制信号135是低305、310，并且储能元件212被充电，如储能元件212电流信号340所证实的。储能元件212的电流信号340以由调制控制信号(pwm out)135的开启时间和储能元件212的电感控制的速率斜升，其中电流斜升速率是vin 130、储能元件212的电感和电阻元件214的电阻的函数，并且调制控制信号(pwm out)135通过改变开启和关闭时间来设定储能元件212中的峰值电流。当mosfet 210开启时，切换节点275处的电压通过从0v到vin的信号350步骤来证实。当mosfet 210开启时，第一电荷泵节点280处的电压充电到vbl，如信号360所证实。当mosfet 210开启时，第二电荷泵节点282处的电压充电到2xvbl，如信号370所证实，并且因此第二泵电容器240上的电压是|2*vbl|+vin。第二电容器228上的电压是vin，因为第二二极管226防止第一二极管225和第二二极管226共同的节点上升到高于接地节点220的电势。
49.当调制控制信号135切换为高时，mosfet 210被关闭，储能元件212的磁场塌缩并且切换节点275处的电压反转极性。如信号350所证实，当mosfet 210关闭时，切换节点275下降到vbl+vin，因为第二电容器228被充电到大约vin 130，从而产生与第一输出节点260和切换节点275之间的vin等同的偏移。因此，切换节点275处的电压摆动等于vbl，与vin无关，并且升压电路205在第二输出节点250处提供电压摆动的倍数。输入电压抵消电路224防止切换节点275在放电循环期间降低到vbl145，因为在充电循环期间，切换节点275处的vin 130通过输入电压抵消电路224被抵消掉，导致升压电路205的第一泵电容器230上的电压被保持在vin-vbl处。例如，在vin 130等于+12v并且vbl 145等于-30v中，则第一泵电容器230上的电压将等于42v。通过使用输入电压抵消电路224来减少第二泵电容器240上的电压，vin 130对vbh 140的贡献被抵消掉，并且vbh 140的量值大约等于3xvbl 145。当储能元件212放电时，电流通过电阻元件214流出储能元件212至接地节点220。另外，电流从接地节点
220流动通过第一电容器222，通过第一二极管225，通过第二电容器228，并且返回到储能元件212。在充电循环期间，第二电容器228上的偏置在切换节点275与vbl 145之间产生等于vin 130的差分。
50.因此，对于图2中示出的具有两个升压级284、286的电压三倍频拓扑，当输入电压抵消电路224在电源转换器105中实施时，如果vin 130等于+12v或正常操作范围内的任何其它电压电平，并且由电源转换器105生成的vbl 145是-25v，则由电源转换器105生成的供电电压vbh 140将处于-75v的电压电平，所述电压电平为3xvbl 145。因此，与不包括输入电压抵消电路224时相反，当输入电压抵消电路224被包括在电源转换器105中时，由电源转换器生成的vbh 140减小2x vin 130。由此可见，在包括多个升压级并实施本发明的电源转换器105的拓扑中，将去除vin 130对vbh 140的贡献，并且由电源转换器105生成的vbh 140将是vbl 145的倍数。
51.在参考图2a和图2b描述的实施方案中，切换节点275定位在切换电路200的切换元件210与输入电压抵消电路224之间。在图4中所示的另选实施方案中，切换节点275可以定位在输入电压抵消电路224与切换电路200的第一二极管225之间，基本上将切换节点移动到第二电容器228的相对侧。在该实施方案中，电源转换器105的切换电路200还基于调制控制信号(pwm out)135选择性地向切换节点275提供vin 130以生成vbl145，并且电源转换器105的输入电压抵消电路224也可操作以响应于调制控制信号(pwm out)135的状态而抵消掉通过切换电路200选择性地向切换节点275提供的输入电压130。然而，在此实施方案中，第一泵电容器230上的电压并且被限制于vbl 145和第二泵电容器240上的电压被限制于2xvbl 145，从而进一步减少泵电容器230、240两者上的电压应力。实施图4中示出的另选实施方案可能需要用于第二电容器228的更高电容值，因为第二电容器228现在将与泵电容器230、240两者串联连接。
52.现在参考图5，流程图示出了用于从输入电压生成低供电电压和高供电电压的说明性方法400，同时还去除输入电压的量值对高供电电压的量值的贡献。
53.在405处，所述方法开始于通过基于调制控制信号而选择性地向切换节点提供输入电压，由切换电路在电源转换器的第一输出节点处生成低供电电压。参考图2，切换电路200包括切换元件210，所述切换元件接收输入电压(vin)130并且基于调制控制信号(pwm out)135选择性地向切换节点275提供输入电压(vin)130。切换电路200从输入电压130生成低供电电压(vbl)145，并且向电源转换器105的第一输出节点260提供vbl 145。
54.该方法通过输入电压抵消电路抵消掉通过切换电路选择性地向切换节点提供的输入电压来继续。如图2中所示，输入电压抵消电路224耦合到切换节点275以抵消掉或去除存在于切换节点275上的输入电压，使得切换节点275的摆动不受输入电压(vin)130的量值的影响并且反映低供电电压(vbl)145。
55.所述方法在415处通过升压电路在电源转换器的第二输出节点处生成高供电电压来继续，其中所述高供电电压是由所述切换电路生成的所述低供电电压的倍数。参考图2，升压电路205生成高供电电压(vbh)140并且向电源转换器105的第二输出节点250提供vbh 140，其中vbh 140是vbl 145的倍数。
56.参考图6，更详细地说明描述用于从输入电压130生成vbl 145和vbh 140的步骤的流程图500。
57.在505处，所述方法开始于基于所述调制控制信号激活和去激活所述切换电路的切换元件，以在所述切换电路中建立占空比，所述占空比包括充电循环和放电循环。参考图2a，切换元件210由调制控制信号135控制，以在切换电路200中建立建立充电循环和放电循环的占空比。参考图3进一步说明占空比的建立，其中示出了切换元件210的开启和关闭。
58.在510处，方法通过在所述切换电路的充电循环期间对所述切换电路的储能元件进行充电来继续。在对储能元进行充电之后，在515处，所述方法通过在所述放电循环期间使所述储能元件通过所述切换电路的第一二极管和第一电容器放电，以在所述电源转换器的所述第一输出节点处生成所述低供电电压来继续。参考图2a，切换元件210在充电循环期间向储能元件212提供输入电压130以对储能元件212进行充电。基于占空比，当切换元件210关闭时，储能元件212通过切换电路200的第一二极管225和第一电容器222放电，以在电源转换器105的第一输出节点260处生成vbl 145。具体地，电流从接地节点220流动通过第一电容器222，通过二极管225，通过第二电容器228，并且返回到储能元件212。
59.在储能元件212的充电期间，方法在520处通过对输入电压抵消电路的第二电容器进行充电以在具有等于输入电压的量值的第二电容器上建立偏差来继续，并且然后在525处，方法通过维持第二电容器上的偏移等于输入电压的量值以防止开关节点在放电循环期间下降到低供电电压来继续。这进一步确保在切换节点处的电压摆动反映生成的低供电电压而不参考输入电压的量值。如图2a中所示，输入电压抵消电路224耦合到切换节点275，并且在充电循环期间，与vin等同的电压在其间被充电。在放电循环期间，切换节点275仅摆动等于vbl 145的量(即，从+vin 130到+vin 130+vbl 145)以产生vbl 145，因为第二电容器228具有等于输入电压vin 130的偏置。输入电压vin 130在第二电容器228上偏置，在切换节点275处具有峰值负电压以产生vbl 145。这导致切换节点275在输入电压vin 130与vin+vbl之间摆动，从而产生vbl的摆动。
60.在储能元件212的充电期间，在操作510处，所述方法通过在充电循环期间在升压电路的多个升压级中的每个升压级的泵电容器上建立电压来在530处继续，其中所述泵电容器上的所述电压基本上等于多个所述低供电电压加上所述输入电压的所述量值。该方法在535处通过生成所述高供电电压来继续，所述高供电电压是所述低供电电压的倍数并且与所述输入电压的所述量值无关。如图2a中所示，在储能元件212的充电期间，电压建立在升压电路205的多个升压级284中的一个升压级的第一泵电容器230上。因为输入电压抵消电路224在充电循环期间从切换节点275的电压摆动的量值抵消掉输入电压vin 130的量值，所以第一泵电容器230上的电压基本上等于vin-vbl，因此第一泵电容器230上的电压基本上等于多个(在此情况下为“1”)低供电电压vbl 145加上输入电压vin 130的量值。抵消电路224通过vin 130减小切换节点275处的电压摆动。因为已经去除了vin 130，所以切换节点275处的电压摆动等于vbl 145。另外，第二泵电容器240上的电压是vin-(2*vbl)。因此，第二泵电容器240上的电压基本上等于低供电电压vbl 145的倍数(在这种情况下为“2”)加上输入电压vin 130的量值。
61.基于占空比，当切换元件210关闭时，存储在储能元件212中的电荷流过第二电容器228、第一泵电容器230和第二泵电容器240。来自第二泵电容器240的电流通过切换电路200的第一电容器222流过第六二极管244到第二升压电容器246，并且然后流到接地节点220。来自第一泵电容器230的电流通过切换电路200的第一电容器流过第四二极管234到第
一升压电容器236，并且然后流到接地节点220。当切换元件210关闭时，切换节点275处的电压从+12v摆动到-18v，即从vin到vin+vbl。这是由于储能元件212在其放电周期期间迫使切换节点275为负。这与第一泵电容器230和第二泵电容器240上的偏置电压加和以产生输出电压。例如，假设vin 130等于+12v并且vbl 145等于-30v，则第一泵电容器230上的电压等于42v(vin-vbl＝42v)，并且第二泵电容器240上的电压等于72v(vin-2*vbl)。泵电容器230、240的极性使得切换节点275相对于第一电荷泵节点280和第二电荷泵节点282是正的。在第二泵电容器240的情况下，切换节点275处的-18v加上第二泵电容器240处的-72v偏置＝-90v，该电压是第二电荷泵节点282处的电压并且一个二极管降小于第二中间节点292处的电压(vbh)。然后电流流过电容器246、236和222的串联组合。在第一泵电容器230的情况下，切换节点275处的-18v加上第一泵电容器230处的-42v偏置＝-60v，该电压是第一电荷泵节点280处的电压和并且一个二极管降小于第一中间节点290处的电压。然后电流流过电容器236和222的串联组合。在第二电容器228的情况下，切换节点275处的-18v加上第二电容器228上的-12v偏置＝-30v(vbl)。
62.虽然已经示出和描述了本发明的实施方案和应用，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，在不脱离本文的发明构思的情况下，可以进行比上述更多的修改。因此，除了所附权利要求的实质之外，本发明不受限制。
技术特征：
1.一种电源转换器，包括：切换电路，所述切换电路基于调制控制信号来选择性地向切换节点提供输入电压，以生成在电源转换器的第一输出节点处具有低供电电压量值的低供电电压；输入电压抵消电路，所述输入电压抵消电路耦合到所述切换节点，所述输入电压抵消电路能够操作以通过所述切换电路抵消掉选择性地提供给所述切换节点的输入电压，使得所述切换节点摆动的量与所述输入电压的振幅无关；以及升压电路，所述升压电路耦合到所述切换节点和所述切换电路，所述升压电路能够操作以生成在所述电源转换器的第二输出节点处具有高供电电压量值的高供电电压，其中所述高供电电压量值是所述低供电电压量值的倍数。2.根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述高供电电压的所述量值与所述输入电压的量值无关。3.根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述切换节点的电压摆动基本上等于所述低供电电压量值。4.根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述切换电路还包括：储能元件，所述储能元件耦合在所述切换节点与接地节点之间；切换元件，所述切换元件耦合在所述输入电压与所述储能元件之间，以基于所述调制控制信号来选择性地向所述切换节点提供所述输入电压；第一电容器，所述第一电容器耦合在所述电源转换器的所述第一输出节点与所述接地节点之间；以及第一二极管，所述第一二极管耦合在所述输入电压抵消电路与所述电源转换器的所述第一输出节点之间。5.根据权利要求4所述的电源转换器，其中所述输入电压抵消电路包括：第二电容器，所述第二电容器耦合到所述切换节点；以及第二二极管，所述第二二极管耦合以在所述第二电容器与所述接地节点之间传导电流。6.根据权利要求4所述的电源转换器，其中所述调制控制信号通过脉冲宽度调制(pwm)控制器提供给所述切换元件。7.根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述切换电路还包括：储能元件，所述储能元件耦合在所述输入电压抵消电路和接地节点之间；切换元件，所述切换元件耦合在所述输入电压与所述储能元件之间，以基于所述调制控制信号来选择性地向所述输入电压抵消电路提供所述输入电压；第一电容器，所述第一电容器耦合在所述电源转换器的所述第一输出节点与所述接地节点之间；以及第一二极管，所述第一二极管耦合在所述切换节点与所述电源转换器的所述第一输出节点之间。8.根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述低供电电压和所述高供电电压是提供给一个或多个用户线路接口电路(slic)的负供电电压。9.根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述输入电压是正电压，所述低供电电压是负电压，并且所述高供电电压是负电压。
10.一种系统，包括：多个用户线路接口电路(slic)，每个slic能够操作以与多个用户线路通信；至少一个用户线路音频处理电路(slac)，所述至少一个用户线路音频处理电路耦合到所述多个slic中的每个slic，所述至少一个slac能够操作以基于从所述多个slic中的一个或多个slic接收的操作条件来生成参考电压；脉冲宽度调制(pwm)控制器，所述脉冲宽度调制控制器能够操作以从所述slac接收所述参考电压并且基于所述参考电压来生成调制控制信号；电源转换器，所述电源转换器能够操作以接收所述调制控制信号和输入电压并且生成低供电电压和高供电电压，其中所述电压转换器包括：切换电路，所述切换电路基于所述调制控制信号来选择性地向切换节点提供所述输入电压，以生成在所述电源转换器的第一输出节点处具有低供电电压量值的所述低供电电压；输入电压抵消电路，所述输入电压抵消电路耦合到所述切换节点，所述输入电压抵消电路能够操作以通过所述切换电路抵消掉选择性地提供给所述切换节点的输入电压，使得所述切换节点摆动的量与所述输入电压的振幅无关；以及升压电路，所述升压电路耦合到所述切换节点和所述切换电路，所述升压电路能够操作以生成在所述电源转换器的第二输出节点处具有高供电电压量值的所述高供电电压，其中所述高供电电压量值是所述低供电电压量值的倍数。11.根据权利要求10所述的系统，其中所述高供电电压量值与所述输入电压的量值无关。12.根据权利要求10所述的系统，其中所述切换节点的电压摆动基本上等于所述低供电电压量值。13.根据权利要求10所述的系统，其中所述切换电路包括：储能元件，所述储能元件耦合在所述切换节点与接地节点之间；切换元件，所述切换元件耦合在所述输入电压与所述储能元件之间，以基于所述调制控制信号来选择性地向所述切换节点提供所述输入电压；第一电容器，所述第一电容器耦合在所述电源转换器的所述第一输出节点与所述接地节点之间；以及第一二极管，所述第一二极管耦合在所述输入电压抵消电路与所述电源转换器的所述第一输出节点之间。14.根据权利要求13所述的系统，其中所述输入电压抵消电路包括：第二电容器，所述第二电容器耦合到所述切换节点；以及第二二极管，所述第二二极管耦合以在所述第二电容器与所述接地节点之间传导电流。15.一种方法，包括：通过基于调制控制信号来选择性地向切换节点提供输入电压，由切换电路生成在电源转换器的第一输出节点处具有低供电电压量值的低供电电压；通过输入电压抵消电路抵消通过所述切换电路选择性地提供给所述切换节点的所述输入电压，使得所述切换节点摆动的量与所述输入电压的振幅无关；以及
由升压电路生成在所述电源转换器的第二输出节点处具有高供电电压量值的高供电电压，其中所述高供电电压量值是所述低供电电压量值的倍数。16.根据权利要求15所述的方法，其中所述高供电电压量值与所述输入电压的量值无关。17.根据权利要求15所述的方法，其中通过所述切换电路在所述电源转换器的所述第一输出节点处生成所述低供电电压包括：基于所述调制控制信号激活和去激活所述切换电路的切换元件，以在所述切换电路中建立占空比，所述占空比包括充电循环和放电循环；在所述切换电路的充电循环期间对所述切换电路的储能元件进行充电；以及在所述放电循环期间使所述储能元件通过所述切换电路的第一二极管和第一电容器放电，以在所述电源转换器的所述第一输出节点处生成所述低供电电压。18.根据权利要求17所述的方法，其中在所述第二输出节点处生成所述高压供电电压包括：在所述切换电路的所述充电循环期间对所述输入电压抵消电路的第二电容器进行充电；通过维持所述第二电容器上的偏移等于所述输入电压的量值来防止所述切换节点在所述放电循环期间降低到所述低供电电压；在所述充电循环期间在所述升压电路的多个升压级中的每个升压级的泵电容器上建立电压，其中所述泵电容器上的所述电压基本上等于所述低供电电压量值加上所述输入电压的所述量值；以及生成所述高供电电压，所述高供电电压是所述低供电电压的倍数并且与所述输入电压的所述量值无关。19.根据权利要求15所述的方法，还包括：从多个用户线路接口电路(slic)中的一个或多个用户线路接口电路向至少一个用户线路音频处理电路(slac)提供操作条件；基于从所述多个slic中的一个或多个slic接收的所述操作条件来在所述至少一个slac处生成参考电压；以及在脉冲宽度调制(pwm)控制器处接收所述参考电压；以及基于所述参考电压来在所述pwm控制器处生成所述调制控制信号。20.根据权利要求15所述的方法，还包括向一个或多个用户线路接口电路(slic)提供所述低供电电压和所述高供电电压。
技术总结
一种用于从输入电压生成低供电电压和高供电电压的系统和方法，其中所述高供电电压量值对所述输入电压的所述量值的依赖性被去除，并且所得的高供电电压量值是所述低供电电压量值的倍数。低供电电压和高电压可以在包括多个用户线路接口电路(SLIC)的通信系统的电源转换器中实施。转换器中实施。转换器中实施。
