基于单片机开关电源及PCB设计

XX大学

基于单片机开关电源及PCB设计

系 别： 电气工程系

专 业： 电气自动化

班 级： XXX

姓 名 XXX

学 号： XXXXXXXXXXXXX

指导教师： XXX

20XX年 X月 X日

诚 信 声 明

本人声明：

1、本人所呈交的毕业设计（论文）是在老师指导下进行的研究

工作及取得的研究成果；

2、据查证，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，毕业设计

（论文）中不包含其他人已经公开发表过的研究成果，也不包含为获

得其他教育机构的学位而使用过的材料；

3、我承诺，本人提交的毕业设计（论文）中的所有内容均真实、

可信。

作者签名： 日期： 年 月 日

目 录

摘 要 ……………………………………………………………………………………I

Abstract …………………………………………………………………………………II

第1 章 绪 论 ……………………………………………………………………………1

1．1 概述 ……………………………………………………………………………1

1．2 开关电源的发展简况 …………………………………………………………1

1．3 开关电源的发展趋势 …………………………………………………………2

第2章 方案论证 …………………………………………………………………………3

2．1 概述 ………………………………………………………………………………3

2．2 系统总体框图 ……………………………………………………………………3

2．3 工作原理 …………………………………………………………………………3

2．3．1 TOPSwitch-II的结构及工作原理………………………………………3

2．3．2 单片开关电源电路基本原理 …………………………………………5

第3章 单片开关电源的设计 ……………………………………………………………7

3．1 概述 ………………………………………………………………………………7

3．2 单片开关电源参数的设计 ………………………………………………………7

3．3 单片开关电源中电子元器件的选择 …………………………………………15

3．3．1 选择钳位二极管和阻塞二极管 ……………………………………15

3．3．2 输出整流管的选取 …………………………………………………18

3．3．3 输出滤波电容的选取 ………………………………………………19

3．3．4 反馈电路中整流管的选取 …………………………………………20

3．3．5 反馈滤波电容的选取 ………………………………………………20

3．3．6 控制端电容及串联电阻的选择 ……………………………………20

3．3．7 TL431型可调式精密并联稳压器的选择 …………………………20

3．3．8 光耦合器的选择 ……………………………………………………21

3．3．9 自恢复保险丝的选择 ………………………………………………23

3．4 单片开关电源保护电路的设计 ………………………………………………24

3．4．1 输出过电压保护电路的设计 ………………………………………24

3．4．2 输入欠电压保护电路的设计 ………………………………………25

3．4．3 软启动电路的设计 …………………………………………………26

3．4．4 电压及电流控制环电路的设计 ……………………………………26

3．4．5 无损缓冲电路 ………………………………………………………28

3．4．6 采用继电器保护的限流保护电路 …………………………………28

3．4．7 IGBT驱动电路 ………………………………………………………29

3．5 电磁干扰滤波器的设计 ………………………………………………………29

3．5．1 开关电源电磁干扰产生的机理 ……………………………………30

3．5．2 开关电源EMI的特点 ………………………………………………30

3．5．3 EMI测试技术 ………………………………………………………30

3．5．4 抑制干扰的措施 ……………………………………………………31

3．5．5 电磁干扰滤波器的构造原理 ………………………………………33

3．5．6 电磁干扰滤波器的基本电路及典型应用 …………………………33

3．5．7 EMI滤波器在开关电源中的应用 …………………………………34

第4章 PCB电磁兼容性设计 ……………………………………………………………36

4．1 概述 ……………………………………………………………………………36

4．2 PCB上元器件布局 …………………………………………………………37

4．3 PCB布线 ……………………………………………………………………38

4．4 PCB板的地线设计 …………………………………………………………46

4．5 模拟数字混合线路板的设计…………………………………………………48

4．6 PCB设计时的电路措施 ……………………………………………………49

第5章 单片开关电源印制线路板的设计 ………………………………………………51

5．1 概述 ……………………………………………………………………………51

5．2 Protel99简介 …………………………………………………………………52

5．3 印制线路板的设计 ……………………………………………………………52

5．3．1 设计印制线路板的条件 ……………………………………………52

5．3．2 设计印制板的步骤 …………………………………………………53

5．3．3 元件布局 ……………………………………………………………53

5．3．4 布线 …………………………………………………………………53

5．4 单片开关电源印制线路板的设计 ……………………………………………55

5．4．1 单片开关电源原理总图 ……………………………………………55

5．4．2 单片开关电源PCB设计图 …………………………………………55

结束语 ……………………………………………………………………………………56

参考文献 …………………………………………………………………………………57

致 谢 …………………………………………………………………………………59

附 录 …………………………………………………………………………………60

单片开关电源及PCB设计

单片开关电源及PCB设计

摘 要：电力电子技术已发展成为一门完整的、自成体系的高科技技术，电力电子技术

的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。电

源技术主要是为信息产业服务的，信息技术的发展又对电源技术提出了更高的要求，

从而促进了电源技术的发展，两者相辅相成才有了现今蓬勃发展的信息产业和电源产

业。从日常生活到最尖端的科学都离不开电源技术的参与和支持，而电源技术和产业

对提高一个国家劳动生产率的水平，即提高一个国家单位能耗的产出水平，具有举足

轻重的作用。在这方面我国与世界先进国家的差距很大，作为一个电源工作者，不仅

要设计出国际或国内先进的电源，还要考虑到电源的适应性以及电源的成本。只有具

有先进性能的电源，加上合理的制作成本，才能使我国的电源产业赶超发达国家。这

里着重介绍了基于TOP252Y的单片开关电源，通过运用先进的电力电子技术等技术，

实现了将普通市电转化为稳定地电压电流输出。首先介绍开关电源的含义，开关电源

是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电

压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。随着各

种各样电器的出现以及升级，它们都需要一个稳定的电源，本文系统介绍了一种较为

实惠又很先进的稳压稳流输出单片开关电源。

关键词：单片开关电源; 反激式；脉宽调制。

I

单片开关电源及PCB设计

The design of Single-chip Switching Power Supply

and it’s PCB

Abstract：Electric and electronic technology has already developed into an intact high

science, the development of electric and electronic technology has driven the development

of the technology of the power supply, and the development of power technology has

promoted the development of industry of the power supply effectively. The technology of

the power mainly rves information industry, the development of the information

technology has put forward higher request to the power supply, thus promoted the

development of technology of the power supply, and it just had the vigorous information

industry and power industry now. Can't do without the participation and support of the

technology of the power from daily life to most advanced science, and the power

technology and the power industry have very important function in raising the level of a

country's labor productivity, namely improve an output level of national unit's energy

consumption. In this respect, our country and developed country have very great disparity.

As a power worker, not only design the international or domestic advanced power supply,

but also consider the adaptability and cost of the power supply. Only the advanced and

low-priced power supply could make the power industry of our country catch up with the

developed country. Here, I will introduce the Single-Chip Switching Power Supply which

bad on the TOP252Y, by using the technology, such as advanced electric and electronic

technology, it turns the ordinary electricity into the steadily voltage and current output. At

first, I will introduce the meaning of the Switch Mode Power Supply, the Switch Mode

Power Supply is a Power supply which utilizing modern electric and electronic technology,

controlling the time rate of the ON /OFF of the switch transistor, and keeping the voltage

II

单片开关电源及PCB设计

output steadily, the switch power is generally made up with PWM IC and MOSFET.

[20]

With the appearance and upgrading of various electric apparatus, all of them need one

steady power supply, this text systematically introduces a kind of more advanced and very

more low-priced single slice of Switch Mode Power Supply which has steadily voltage and

current output.

Key words: single-chip switching power supply; flyback; PWM.

III

单片开关电源及PCB设计

第1章 绪论

1.1 概述

电源历来是各种电子设备中不可缺少的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设

备的技术指标及能否安全可靠地工作。开关电源（Switching Power Supply）自问世

以来，就以其稳定、高效、节能等优良性能而成为稳压电源的主要产品。而高度集成

化的单片开关电源，更是因其高性价比、简单的外围电路、小体积与重量和无工频变

压器隔离方式等优势而成为稳压电源中的佼佼者，是设计开发各种高效率中、小功率

开关电源的优势器件。随着生产、生活中自动化程度的不断提高，开关电源也朝着智

能化方向发展，由微控制器控制的开关电源将单片开关电源与单片机控制相结合，更

加体现了开关电源的可靠性和灵活性。在21世纪，随着各种不同的单片开关电源芯片

及其电路拓扑的应用和推广，单片开关电源越来越体现出巨大的实用价值和美好前景。

1.2 开关电源的发展简况

开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电

源的主流产品。近20多年来，集成开关电源沿着下述两个方向不断发展。第一个方向

是对开关电源的核心单元——控制电路实现集成化。1997年国外首先研制成脉宽调制

（PWM）控制器集成电路，美国摩托罗拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼

特德公司（Unitrode）等相继推出一批PWM芯片，典型产品有MC3520、SG3524、UC3842。

90年代以来，国外又研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM（脉冲频率调制）芯片，

典型产品如UC1825、UC1864。第二个方向则是对中，小功率开关电源实现单片集成化。

这大致分两个阶段：80年代初意－法半导体有限公司（SGS－Thomson）率先推出L4960

系列单片开关式稳压器。该公司于90年代又推出了L4970A系列。其特点是将脉宽调

1

单片开关电源及PCB设计

制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中，使用时需配工频变压器与电网隔

离，适于制作低压输出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大电流（1.5A～10A）、

高效率（可超过90%）的开关电源。但从本质上讲，它仍属DC/DC电源变换器。

[17]

1994年，美国PI公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单片开关电

源，被人们誉为“顶级开关电源”。其第一代产品为TOPSwitch系列，第二代产品则是

1997年问世的TOPSwitch-II系列。该公司于1998年又推出了高效、小功率、低价格

的四端单片开关电源TinySwitch系列。在这之后，Motorola公司于1999年又推出

MC33370系列五端单片开关电源，亦称高压功率开关调节器（High Voltage Power

Switching Regulator）。目前，单片开关电源已形成四大系列、近70种型号的产品。

1.3 开关电源的发展趋势

1955年美国罗耶（GH·Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，

是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen)发明了自激式推挽双变

压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向

体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提

高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。

目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导

的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不

可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的

100kHz、用MOS－FET制成的500kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。

要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。

然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产

生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。

其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由

二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz

2

单片开关电源及PCB设计

以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样

既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。

目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速

度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一

种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。

我们这次毕业设计主要是研究TOPSwitch-II开关电源以及相关的PCB设计制作，

力图使电路简单且易于调试，尽最大可能的方便用户的使用。在本次设计中，我们要

掌握电路设计的基本方法和步骤，学会用计算机专用软件（Protel99）绘制电路原理

图和设计制作印制线路板图，掌握标准化制图的基本规则，将理论和实践相结合，提

高独立分析能力和解决问题的能力，为我们毕业后走上工作岗位打下一个良好的基础。

3

单片开关电源及PCB设计

第2章 方案论证

2.1 概述

整个系统以TOPSwitch-II芯片为核心，顺序流程连接各个功能模块，完成了将普

通市电转化成所需要的稳定电流和电压。

2.2 系统总体框图

图2.1 系统总体框图

图2.1是本开关电源结构框图，图中显示了主要电路模块，其中开关占空比控制电路

是基于TOPSwitch-II型芯片的控制电路。

[1]

2.3 工作原理

2.3.1 TOPSwitch-II的结构及工作原理

4

单片开关电源及PCB设计

TOPSwitch-II器件为三端隔离反激式脉宽调制单片开关电源集成电路，但与其第

一代产品相比，它不仅在性能上有进一步改进，而且输出功率有显著提高，现已成为

国际上开发中、小功率开关电源及电源模块的优选集成电路。

TOPSwitch-II的管教排列图如图2.2所示，它有三种封装形式。其中TO-220封

装自带小散热片，属典型的三端器件，本文主要采用此种封装形式的芯片。此外还有

DIP-8封装和SMD-8封装，它们都有8个管脚，但均可简化成3个，两者区别是DIP-8

可配8脚IC插座，SMD-8则为表面贴片，后者不许打孔焊接。

图2.2 TOPSwitch-II的管教排列图

TOPSwitch-II的三个管脚分别为控制信号输入端C（CONTROL）、主电源输入端D

（DRAIN）、电源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制电路的基准点。它将脉宽调制

（PWM）控制系统的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II的内部框图如图2.3

所示。主要包括10部分：控制电压源；带隙基准电压源；振荡器；并联调整器/误差

放大器；脉宽调制器；门驱动级和输出级；过电流保护电路；过热保护及上电复位电

路；高压电流源。图中Zc为控制端的动态阻抗，RE是误差电压检测电阻RA与CA构

成截止频率为7kHZ的低通滤波器。

TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反馈电流Ic来调节占空比D，达到稳压目的。

举例说明，当输出电压Uo上升时，经过光耦反馈电路使得Ic上升，从而使得D下降，

5

单片开关电源及PCB设计

Uo也随之下降，最终使Uo不变。

TOPSwitch-II器件开关频率高，典型值为100kHz，允许范围为90-110kHz，开关

管占空比由C脚电流以线性比例控制。电路启动时，由漏极经内部高压电流源为C脚

提供工作电压Vc。（实际电路中C脚外部应接入电容，以电容的充电过程控制Vc逐步

升高，以完成电路的软启动过程），其PWM反馈控制回路由Rc、比较器A1和F1等元

件组成，控制极电压Vc为控制电路提供电源，同时也是PWM反馈控制回路的偏置电压，

比较器A2的基准电压设置为5.7V，当Vc高于5.7V时，A2输出高电平，与此同时PWM

控制电流经电阻R与振荡器输出的锯齿波电流分别输入PWM比较器A4的+/-输入端，

这时因反馈电流较小从A3反向端输入的锯齿波信号经门电路G3和G4送至RS触发器

B2的复位端+在锯齿波信号和时钟信号的共同作用下RS触发器的输出端Q被置为高电

平，门极驱动信号（PWM信号）经G6，G7两次反相，送到开关管F2的栅极，开关管

处于开关状态，当电路启动结束时Vc升至门限电压4.7V，A2输出高电平驱动电子开

关动作，控制电路的供电切换至内部电源；正常工作时TOPSwitch器件通过外围电路

形成电压负反馈闭环控制，调节开关管的占空比实现输出电压的稳定。

图2.3 TOPSwitch-II的内部框图

TOPSwitch器件具有关断/自动重启动电路功能，即当调节失控时立即使芯片在低

6

单片开关电源及PCB设计

占空比下工作，倘若故障已排除就自动重启动恢复正常工作。在自启动阶段（控制极

电压Vc低于门限电压5.7V时），控制电路处于低功耗的待命状态，此时由于比较器

A2的滞回特性，电子开关频繁地在高压电流源和内部电源之间进行切换，使得Vc值

保持在4.7-5.7V之间。自启动电路由一个8分频计数器完成延时功能，阻止输出级

MOSFET管F2连续导通，直到8个充/放电周期完全结束后才能再次导通。TOPSwitch

器件通过预置V1m值来实现过流保护。TOPSwitch器件内部还设有过热保护电路，当

芯片结温大于135度时关断输出级（MOSFET），从而实现过热保护目的。

2.3.2 单片开关电源电路基本原理

TOPSWitch-II单片开关电源典型电路如图2.4所示。高频变压器在电路中具备能

量存储、隔离输出和电压变换着三种功能。由图可见，高频变压器触及绕组Np的极性

（同名端用黑圆点表示），恰好与次级绕组Ns、反馈绕组N的极性相反。这表明在

F

TOPSWitch-II导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此时VD2截止。当

TOPSWitch-II截止时VD2导通，能量传输给次级，刺激反击是开关电源的特点。图中，

BR为整流桥，CIN为输入端滤波电容。交流电压u经过整流滤波后得到直流高压UI，

经初级绕组加至TOPSWitch-II的漏极上。鉴于在TOPSWitch-II关断时刻，由高频变

压器漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压UI和感应电压U上，可是功率开关管漏

OR

籍电压超过700V而损坏芯片；为此在初级绕组两端增加漏极钳位保护电路。钳位电路

由瞬态电压抑制器或稳压管（VD）、阻塞二极管（VD1）组成，VD1应采用超快二极管

Z

1

（SRD）。VD2为次级整流管，C是输出端滤波电容。

OUT

目前国际上流行采用配稳压管的光耦反馈电路。反馈绕组电压经过VD3、CF整流

滤波后获得反馈电压U，经光耦合器重的光敏三极管给TOPSWitch-II的控制端提供

FB

偏压，C是控制端C的旁路电容。设稳压管V的稳定电压为U，限流电阻R1两端

TDZ2Z2

7

单片开关电源及PCB设计

的压降为U，光耦合器中LED发光二极管的正向压降为U，输出电压Uo由下式设定：

RF

Uo=U+U+U （2.1）

Z2FR

则其稳压原理简述如下：当由于某种原因致使Uo升高时，因U不变，故U随之

Z2F

升高，使LED的工作电流I增大，再通过光耦合器使TOPSWitch-II控制端电流Ic增

F

大。但因TOPSWitch-II的输出占空比D与Ic成反比，故D减小，这就迫使Uo降低，

达到稳压目的。反之亦然。

[3]

图2.4 单片开关电源典型电路

8

单片开关电源及PCB设计

第3章 单片开关电源的设计

3.1 概述

开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电视电声、计

算机等许多电子设备中得到了广泛的使用。为了进一步追求开关电源的小型化和低成

本，人们不断研制成功一些复合型单片开关电源集成电路芯片。如美国电源集成公司

（Power Integrations Inc， 简称PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件

就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信号控制电路及功率开关场效应管

（MOSFET）于一体，只要配以少量的外围元器件，就可构成一个电路结构简洁、成本

低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式单片开关电源。

3.2 单片开关电源电路参数的设定

下面将比较详细的叙述这些参数求得过程并完成电子表格。

(1) 确定开关电源的基本参数

1交流输入电压最小值u=85V

min

○

2交流输入电压最大值u=265V

max

○

3电网频率f=50Hz

L

○

4开关频率f=100kHz

○

5输出电压Uo=24V

○

6输出功率Po=50W

○

7电源效率η=85%

○

9

单片开关电源及PCB设计

8损耗分配系数Z：Z代表次级损耗和总损耗的比值。在极端情况下，Z=0表示全部损耗

○

发生在初级，Z=1则表示全部损耗发生在次级。在此，我们选取Z=0.5。

(2) 反馈电路类型及反馈电压U的确定

FB

我们可参照表1中的数据确定参数，因为我们采用配TL431的光耦反馈电路，所

以UFB的值便一目了然。

(3) 输入滤波电容CIN、直流输电压最小值UImin的确定

由表2可知在通用85~265V输入时，C、U的值都可大概确定，其中，我们确

INImin

定U的值为90V，而输入滤波电容的准确值不能从此表中得出。

Imin

输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。C值选的过低，会使U的

INImin

值大大降低，而输入脉动电压U却升高。但C值取得过高。会增加电容器成本，而

RIN

且对于提高U值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍C准确值的方法。

IminIN

表1 反馈电路的类型及UFB的参数值

反馈电路类型 Uo的准确度/（%） Sv/（%） S/（%）

基本反馈电路 5.7 ±10 ±1.5 ±5

改进型基本反馈电路 27.7 ±5 ±1.5 ±2.5

配稳压管的光耦反馈电路 12 ±5 ±0.5 ±1

配TL431的光耦反馈电路 12 ±1 ±0.2 ±0.2

U/V

FB

I

表2 确定CIN、UImin值

u/V Po/W 比例系数/（μF/W） C/μF U/V

固定输入：100/115 已知 （2~3）·Po值 ≥90

通用输入：85~265 已知 （2~3）·Po值 ≥90

2~3

2~3

INImin

10

单片开关电源及PCB设计

固定输入：230±35 已知 Po值 ≥240

1

我们用以下式子获得准确的C值：

IN

（3.1）

C

IN



1



2Pot

C



2f



L

22



2uu

minImin



在宽范围电压输入时，u=85V，取U=90V，f=50Hz，t=3ms，Po=50W，η=85%，

minIminLC

一并带入式（3.1）求出C=129.69μF，比例系数C/Po=129.69μF/50W=2.6μF/W，

ININ

这恰好在（2~3）μF/W允许的范围之内。

(4) 确定U、U的值

ORB

表3 确定UOR、UB值

u/V 初级感应电压U/V 钳位二极管反向击穿电压U/V

固定输入：100/115 60 90

通用输入：85~265 135 200

固定输入：230±35 135 200

OR

B

当TOPSwitch-II关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上。感

应电压U就与U相叠加后，加至内部功率开关管（MOSFET）的漏极上。与此同时，

ORI

初级漏感也释放能量，并在漏极上产生尖峰电压UL。由于上述不利情况同时出现，极

易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间

能量，使上述三种电压之和（U+U+ U）低于MOSFET的漏-源击穿电压U值。

IORL(BR)DS

(5) 根据U和U来确定最大占空比D

IminORmax

D的计算公式为

max

D100%

max

UUU

ORIminDSON

U

OR

（3.2）



已知U=135V，U=90V，将U设为10V，一并代入式（3.2），求得Dmax=62.79%，

ORIminDS(ON)

11

单片开关电源及PCB设计

这与典型值67%已经很接近了。Dmax随u的升高而减小。

(6) 确定初级纹波电流I与初级峰值电流I的比值K

RPRP

定义比例系数 （3.3）

KI/I

RPRP

表4 根据u来确定KRP

K

RP

u/V

最小值（连续模式） 最大值（不连续模式）

固定输入：100/115 0.4 1.0

通用输入：85~265 0.4 1.0

固定输入：230±35 0.6 1.0

由表4可确定K=0.4

RP

(7) 确定初级波形参数

1输入电流的平均值I

AVG

○

I

AVG

P

O

（3.4）



U

Imin

已知Po=50W，η=85%，U=90V，求得I=0.65A

Imin

AVG

2初级峰值电流I

P

○

I

P

I

AVG

（3.5）



10.5KD

RP

max

把I=0.65A，K=0.4，D=62.79%代入式（3.5）得，I=1.29A

AVGRPP

max

3初级脉动电流I

R

○

由式（3.3）可得

I= K·I=0.4×1.29A=0.52A

RRPP

4初级有效值电流I

RMS

○

12

单片开关电源及PCB设计

IIDK1

RMSPmaxRP

2



K

RP





3

（3.6）



将I=1.29A，D=62.79%，K=0.4代入式（3.6）的得，I=0.83A

PRPRMS

max

(8) 芯片及结温的确定

所选芯片的极限电流最小值I应满足下式

LIMT（min）

I≥I/0.9 （3.7）

LIMT（min）P

即I≥1.43A，于是我们就选取了TOP225Y

LIMT（min）

T由下式确定

J

（3.8）

TPRT

JDAA



TOP225的设计功耗为1.7W，=20℃/W，T=40℃，代入式（3.8）得T=74℃。一般

R



A

AJ

来说，T应在25℃到100℃之间，才能使开关电源长期正常运行。

J

(9) 初级电感量Lp的计算

在每个开关周期内，由初级传输给次级的磁场能量变化范围是

½LpIp²～½Lp（Ip-I）²。初级电感量由下式决定：

R

10P

6

O

Z1





（3.9）

L

P





K

2

IK1f

PRP



RP

2



式中，Lp的单位是μH。已知开关电源的输出功率为50W，初级脉动电流与峰值电流的比

例系数K=0.4，开关频率f=100kHz，损耗分配系数Z=0.5，电源效率η=85%，I=1.29A，

RP

P

将这些数值代入式（3.9）得 Lp=1021.79 μH

(10) 选择高频变压器并查找其参数

可从设计手册中查出，当Po=50W时可供选择的铁氧体磁芯型号。若用常规漆包线绕

制，可选EE30或EE35型，型号中的数字表示磁芯长度A=30mm或35mm。EE型磁芯的价格低

廉，磁损耗低且适应性强。若采用三重绝缘线，则选EF30型磁芯。在此我们采用常规漆

包线，故选用EE30型磁心。由手册中查出S=1.09cm²，l=5.77cm， A=4.69μH/匝²，

JL

13

单片开关电源及PCB设计

b=13.7mm。

(11) 计算次级匝数Ns

对于100V/115V交流输入，次级绕组可取1匝/V；对于230V交流或宽范围输入应取

0.6匝/V。现已知u=85~265V，Uo=24V，考虑到在次级肖特基二极管上还有0.4V的正向

导通压降U，因此次级匝数为（Uo+ U）×0.6匝/V=（24V+0.4V）×0.6匝/V=14.64

F1F1

匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取Ns=15匝。

(12) 计算初级匝数Np

NN

PS

U

OR

（3.10）

UU

OF1

已知Ns=15匝，U=135V，Uo=24V，U=0.4V，将这些值一同带入式（3.10），

OR

F1

可求得Np=82.99，实取83匝。

(13) 计算反馈绕组匝数

NN

FS

UU

FBF2

（3.11）

UU

OF1

配有TL431的光耦反馈电路U 一般取12V，U取0.7V，U=0.4V，Ns=15，将这些

FB

F2F1

值连同Uo=24V一起带入式（3.11），求得N=7.8匝。实取8匝。

F

(14) 根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，用下式计算有效骨架宽度

b=d（b-2M） (3.12)

E

暂且将d设为2，M取为3mm，b=13.7mm，将其带入式（3.12）求得，b=15.4mm

E

再利用下式计算初级导线的外径（带绝缘层）D：

PM

D= b/N （3.13）

PMEP

将b=15.4mm，N=83带入式（3.13）求得，D=0.19mm。扣除漆皮后，裸体导线的

EPPM

内径D=0.15mm。

Pm

(15) 验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流I=0.83A之条件。计算电

RMS

流密度的公式为

14

单片开关电源及PCB设计

（3.14）

J

1980

2

1.27D



Pm

4I25.4

RMS



1000







22

1.28I

RMS

D

Pm

将D=0.15mm，I=0.83A代入式（3.14）中得到J=7.22A/mm。

PmRMS

2

若J﹥10 A/mm，应选用较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架，使J﹤10

2

A/mm。若J﹤4 A/mm，宜选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J﹥4 A/mm，亦可

222

适当增加N的匝数。

S

查表可知，与直径0.15mm接近的公制线规φ0.16mm，比0.15mm略粗一点，完

全可满足要求。因φ0.14mm的公制线规稍细，故不选用。

(16) 计算磁芯中的最大磁通密度B

M

B

M

100IL

PP

（3.15）

NS

PJ

将I=1.29A，Lp=1021.79 μH，Np=83匝，磁芯有效横截面积S=1.09cm²，一并

PJ

代入式（3.15）中，得到B=0.25T。

M

(17) 磁芯的气隙宽度

式（3.16）中，δ的单位是mm。将S=1.09cm²，Np=83匝，Lp=1021.79 μH，磁

J

芯不留间隙时的等效电感A=4.69μH/匝²一并代入式（3.16）得到，δ=0.89mm。气隙

L

δ应加在磁芯的磁路中心处，要求δ≥0.051mm。

2



N

P

1



40S

J





1000L1000A

LP



（3.16）

(18) 计算留有气隙时磁芯的等效电感

A

LG

L

P

（3.17）

2

N

P

将Lp=1021.79 μH，Np=83匝代入式（3.17）得到，A=0.15μH/匝²。

LG

(19) 计算次级峰值电流I

SP

次级峰值电流取决于初级峰值电流I和初、次级的匝数比n，有公式

P

InII

SPPP

N

P

（3.18）

N

S

15

单片开关电源及PCB设计

已知I=1.29A，Np=83，Ns=15，不难算出n=5.5，代入式（3.18）得到I=7.14A

P

SP

(20) 计算次级有效值电流I

SRMS

次级纹波电流与峰值电流的比例系数K与初级完全相同，区别仅是对次级而言，

RP

K反映的是次级电流在占空比为（1-D）时的比例系数。因此，计算次级有效值

RPmax

[5]

电流I时，需将式（2.6）中的I、Ip、D依次换成I、I、（1-D）。由

SRMSRMSmaxSRMSSPmax

此得到公式

2



K

RP





1DK1II

maxRPSRMSSP



3

（3.19）



将I=7.14A，D=62.79%，K=0.4代入式（3.19）中求得，I=3.52A。

SPmaxRPSRMS

(21) 计算出滤波电容上的纹波电流I

RI

先求出输出电流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）：

22

III

RISRMSO

（3.20）

将I=3.52A，Io=2.08A代入式（3.20）中计算出，I=2.84A

SRMSRI

(22) 计算次级裸导线直径

有公式

D1.13

Sm

4II

SRMSSRMS

198025.4

（3.21）

1.27J1000J



将I=3.52A，J=7.22A/mm代入式（3.21）中求出，D=0.31mm。实选φ0.315mm

SRMSSm

2

的公制线规。

需要指出，当D﹥0.4mm时应采用φ0.40mm的两股导线双线并绕Ns匝。与单

Sm

股粗导线绕制方法相比，双线并饶能增大次级绕组的等效横截面积，改善磁场耦合程

度，减少磁场泄感及漏感。此外，用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值，降低

功率损耗。

导线外径（单位是mm）的计算公式为

D

SM

b2M

（3.22）

N

S

16

单片开关电源及PCB设计

将b=13.7mm，M=3，Ns=15匝一并代入式（3.22）中得到，D=0.51mm。选用

SM

导线直径D≥0.31mm而绝缘层外径D≤0.51mm的三重绝缘线。

SmS

M

(23) 确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：U、U

（）（）

BRSBRFB

有公式

UUU



BRSOImax

（3.24）

UUU



BRFBFBImax

N

S

（3.23）

N

P

N

F

N

P

将Uo=24V，U=12V，U=375V，Ns=15匝，Np=83匝，N=8匝，分别代入

FBImaxF

式（3.23）和式（3.24）中计算出，U=91.77V，U=48.14V。

（）（）

BRSBRFB

表5：设计24V、50W开关电源的电子数据表格

A B C D E F

1

2

3 u85 V

4 u265 V

5 f50 Hz

6 f 100 kHz

7 Uo 24 V

8 Po 50 W

9 η 85 %

10 Z 0.5

11 U12 V

12 t3 ms

13 C129.7 μF

输入 中间过程 输出 单位 参数说明

参数 数据 保留数据 计算结果 24V、50W开关电源

min

max

L

FB

c

IN

交流输入电压最小值

交流输入电压最大值

电网频率

开关频率

直流输出电压

输出功率

电源效率

损耗分配系数

反馈电压

整流桥导通时间

输入滤波电容

17

单片开关电源及PCB设计

14

15

16 U135 V

17 10 V

18 U0.4 V

19 U0.7 V

20 K0.4 %

21

22

23 EE30

24 S1.09 cm

25 l 5.77 cm

26 A4.69

27 b 13.7 mm

28 M 3 mm

29 d 2

30 N15

31

32

33 U 90 V

34 U 375 V

35

36

37 D 62.79 %

输入TOPSWitch-II的变量

OR

UTOPSWitch-II的漏-源导通电压

DSON

（）

F1

F2

RP

初级绕组感应电压

次级绕组肖特基整流管正向压降

反馈电路中高速开关整流管正向压降

初级绕组脉动电流I与峰值电流I比例系数

RP

输入高频变压器的结构参数

J

L

s

直流输入电压参数

Imin

Imax

2

μH/匝 磁芯不留间隙时的等效电感

层 初级绕组匝数

匝 次级绕组匝数

铁氧体磁芯型号

磁芯有效横截面积

有效磁路长度

骨架宽度

安全边距（安全边界宽度）

直流输入电压最小值

直流输入电压最大值

初级绕组电流波形参数

max

最大占空比（对应于u时）

min

18

单片开关电源及PCB设计

38 I 0.65 A

39 I 1.29 A

40 I 0.52 A

41 I 0.83 A

42

43

44 L 1021.79 μH

45 N 83

46 N 8

47 A 0.15

48 B 0.25 T

49 B 0.2 T

50 μr 1976

51 δ 0.89 mm

52 α 16.85 mm

53 D 0.19 mm

54 e 0.05 mm

55 D 0.15 mm

56 φ0.16 mm

57 S 0.0516

58 J 7.22

59

60

61 I 7.14 A

AVG

P

R

RMS

输入电流平均值

初级绕组峰值电流

初级绕组脉动电流

初级绕组有效电流值

变压器初级绕组设计参数

P

P

F

LG

M

AC

PM

Pm

公制φ 初级绕组导线规格

P

匝 初级绕组匝数

匝 反馈绕组匝数

μH/匝 磁芯留间隙后的等效电感

mm² 初级绕组导线的横截面积

A/² 电流密度J=4~10A/mm²

mm

初级绕组电感量

最大磁通密度（B=0.2~0.3T）

M

磁芯损耗交流磁通密度（峰-峰值×0.5）

磁芯无气隙时的相对磁导率

磁芯的气隙宽度（δ≥0.051mm）

有效骨架宽度

初级绕组导线的最大外径（带绝缘层）

估计的绝缘层总厚度(厚度×2)

初级绕组导线的裸线直径

变压器次级绕组设计参数

SP

次级绕组峰值电流

19

单片开关电源及PCB设计

62 I 3.52 A

63 I 2.08 A

64 I 2.84 A

65

66 S 0.546

67 φ0.315 mm

68 D 0.31 mm

69 D 0.51 mm

70 N 0.39 mm

71

72

73 U 573 V

74 91.77 V

75 48.14 V

SRMS

O

RI

Smin

公制φ 次级绕组导线规格

Sm

SM

SS

电压极限参数

mm² 次级绕组线圈最小横截面积

次级绕组有效值电流

直流输出电流

输出滤波电容上的纹波电流

次级绕组导线最小直径（裸线）

次级绕组导线最大直径（带绝缘层）

次级绕组绝缘层最大厚度

Dmax

U次级绕组整流管最高反向峰值电压

（）

BRS

U反馈电路整流管的最高反向峰值电压

（）

BRFB

最高漏极电压估算值（包括漏感的作用）

(24) 部分参数的补充

1对于表5中交流磁通密度有两个计算公式：

○

B

AC

BK

MRP

（3.25）

Z

B

AC

10UUD

8



IminDSONmax



2fSN

JP

（3.26）

式中最大磁通密度B=0.25T，K=0.4，代入式（3.25）算出B=0.2。式（3.26）可

MRPAC

作为验证公式。

[7]

2磁芯无气隙时的相对磁导率



○

r



r

与磁芯不留间隙时的等效电感A、有效磁路长度l、磁芯有效横截面积S之间，

LJ

存在下述关系式

20

单片开关电源及PCB设计



r



Al

L

（3.27）

4S



J

将A=4.69μH/匝，l=5.77cm，S=1.09 cm，代入式（3.27）得到=1.98μH/匝cm

LJ

2



r

3.3 单片开关电源中电子元器件的选择

3.3.1 选择钳位二极管和阻塞二极管

(1) 瞬态电压抑制器的工作原理

瞬态电压抑制器亦称瞬变电压抑制二极管，其英文缩写为TVS ( Transient

voltage Suppressor)，是一种新型过压保护器件。由于它的响应速度极快、钳位电压

稳定、体积小、价格低，因此可作为各种仪器仪表、自控装置和家用电器中的过压保

护器。还可用来保护单片开关电源集成电路、MOS 功率器件以及其他对电压敏感的半

导体器件。

[10]

瞬态电压抑制器是一种硅PN结器件，其外型与塑封硅整流二极管相似，见图3.1

中（a）。常见的封装形式有DO－41、A27K、A37K，它们在75 ℃以下的额定脉冲功率

分别为2W、5W、15W，在25 ℃、1/120s条件下可承受的浪涌电流分别可达 50A、80A、

200A。外形尺寸有ø2.7×5.2、ø5.0×9.4（mm）等规格。其钳位电压从0.7V到3kV。

TVS的符号与稳压管相同 ，见图3.1中（b），伏安特性如图3.1中（c）所示。图3.1

中(c)中 ，U、IT分别为反向击穿电压（即钳位电压）、测试电流。U为导通前加在 器

BR

件上的最大额定电压。有关系式U≈0.8U。 I是最大反向漏电流。U是在1ms时

RBRc

间内器件可承受的最大峰值电压。有关系式U>U>U。I是瞬时脉冲峰值电流。因

CBRP

I、I、I分别属于A、 mA、μA这三个数量级，故I>>I>> I。TVS的峰值脉冲功

PTRPTR

率P与干扰脉冲的占空比（D）以及环境温度（T）有关。当D↓时P

PAP

↑，反之亦然。

而当T值通常是在脉宽1ms、脉冲上升沿为10μs、D=0.01％的条件下测

APP

↓时P↑。P

出的，使用时不得超过此值。

21

单片开关电源及PCB设计

（a）外形 （b）符号 （c）伏安特性

图3.1 瞬态电压抑制器

瞬态电压抑制器在承受瞬态高电压（例如浪涌电压、雷电干扰、尖峰电压）时 ，

能迅速反向击穿，由高阻态变成低阻态，并把干扰脉冲钳位于规定值，从而保证电子

设备或元器件不受损坏。钳位时间定义为从零伏达到反向击穿电压最小值所需要的时

间。TVS的钳位时间极短，仅1ns，所能承受的瞬态脉冲峰值电流却高达几十至几百A。

其性能要优于压敏电阻器（VSR），且参数的一致性好。

(2) 阻塞二极管

1反向恢复时间t

Ir

○

反向恢复时间t的定义是电流通过零点由正向转向反向，再由反向转换到规定低

Ir

值的时间间隔。它是衡量高频整流及续流器件性能的重要技术指标。反向电流的波形

如图3.2所示。图3.2中，IF为正向电流，IRM为最大反向 恢复电流，t为反向恢复

Ir

电流，通常规 定Irr=0.1IRM。当t≤t0时，iF=IF。 当t>t0时，由于整流管上的正

向电压突然变成反向电压，因此正向电流迅速减小，在 t=t1时刻，iF=0。然后整流

管上流过反向电流iR，并且iR逐渐增大；在 t=t2时刻达到最大反向电流IRM。此后

反向电流逐渐减小，并且在t=t3时刻达到规定值Irr。从t2到t3的反向恢复过程与

22

单片开关电源及PCB设计

电容器放电过程有相似之处。由t1到 t3的时间间隔即为反向恢复时间trr。

图3.2 反向恢复电流的波形

2快恢复二极管的结构特点

○

快恢复二极管的内部结构与普通二极管不同，它是在P型、N型硅材料中增加了

基区I，构成P－I－N硅片。由于基区很薄，反向恢复电荷很小，不仅大大减小了trr

值，还降低了瞬态正向电压，使管子能承受很高的反向工作电压。快恢复二极管的反

向恢复时间一般为几百ns，正向压降为0.6～0.7V，正向电流是几A至几 kA，反向

峰值电压可达几百V至几kV。超快恢复二 极管则是在快恢复二极管基础上发展而成

的，其反向恢复电荷进一步减小，trr值可低至几十ns。20A以下的快恢复二极管及超

快恢复二极管大多采用TO-220封装。从内部结构看，可分成单管、对管两种。对管

内部包含两只快恢复或超快恢复二极管，根据两只二极管接法的不同，又有共阴对管、

共阳对管之分。几十A的快恢复 、超快恢复二极管一般采用TO-3P金属壳封装，更

大容量（几百A至几kA）的管子则采用螺栓型或平板型封装。

[3]

(3) 关于钳位二极管和阻塞二极管的选取

对于像TOPSwitch-II这样的中低功率类型单片开关电源，可选U=180V的瞬态电

B

压抑制器。对于钳位二极管和阻塞二极管的选取参见表6：

23

单片开关电源及PCB设计

表6 钳位二极管和阻塞二极管的选取

u/V 钳位电压U钳位二极管（TVS） 阻塞二极管（SRD）

100/115 90 P6KE91（91V/5W） BYV26B（400V/1A）

85～265 200 P6KE200（200V/5W） BYV26C（600V/1A）

230±35 200 P6KE200（200V/5W） BYV26C

B

对于TVS和阻塞二极管，还可以选取其它型号的管子，如表7和表8所示：

表7 单片开关电源常用TVS的型号

型号 U/V P/W t/ns

P6KE91 91 5 1

P6KE150 150 5 1

P6KE200 200 5(600*) 1

BZY97-C120 120 1.5 1

BZY97-C200 200 1.5 1

BZT03-C120 120 3.25 1